關(guān)于不同位置小波變換的盲均衡器探討：
水下通信中，常數(shù)模判決反饋盲均衡（CMA4）FE）由于具有反饋濾波部件，能夠更好地適應(yīng)不同類(lèi)型的信道，因此成為消除碼間干擾的有效手段。但CMA4）FE收斂相對(duì)較慢。為了提*均衡器的收斂速度，研究人員提出了變換域思想，早期的方法有Walsh-Hadamard變換、Karhumen-Loeve變換（KLT）、離散Fourier變換和離散余弦變換（DCT）等。近年來(lái)小波變換理論的出現(xiàn)，為研究變換域的均衡算法提供了*種新的思路。
通過(guò)對(duì)均衡器輸入信號(hào)進(jìn)行歸*化的正交小波變換，能夠加快均衡器的收斂。提出的變換域LMS（leastmean square）算法，就是通過(guò)對(duì)均衡器輸入信號(hào)進(jìn)行歸*化的正交小波變換來(lái)加快算法收斂的；3將變步長(zhǎng)思想引入到1中，提出基于小波變換的瞬變步長(zhǎng)自適應(yīng)均衡算法；4針對(duì)具有嚴(yán)重線性和輕度非線性失真的信道，提出基于小波變換的非線性信道判決反饋均衡算法；5提出引入動(dòng)量項(xiàng)的正交小波變換盲均衡算法；6提出多小波模糊神經(jīng)網(wǎng)絡(luò)盲均衡算法。但是目前這類(lèi)基于小波變換的自適應(yīng)均衡算法均是將正交小波變換放置在橫向（前向）濾波器之前，而沒(méi)有考慮小波變換的位置對(duì)均衡器性能的影響，本文正是圍繞這*問(wèn)題展開(kāi)的。
另外，與單小波相比，多小波的構(gòu)造比較靈活6.基于常模算法的判決反饋盲均衡器（CMA4）FE）的結(jié)構(gòu)如*示。它由前向橫向?yàn)V波器和反饋橫向?yàn)V波器組成。其省級(jí)*青年人才基金項(xiàng)目（2010SQRL047ZD）；安省*等學(xué)校自然*基金項(xiàng)目（K2010A096）；*煤炭工業(yè)協(xié)會(huì)*技術(shù)指導(dǎo)計(jì)劃項(xiàng)目（MTK2009-323）；安理工大學(xué)碩博基金資助項(xiàng)目（11105）講師，主要研究方向?yàn)椴⒙?lián)機(jī)器人；郭業(yè)才（1962-），男，安安慶人，教授，主要研究方向?yàn)樗曅盘?hào)處理、通信信號(hào)處理、*階譜分析、系統(tǒng)仿中前向?yàn)V波器/U）與線性均衡算法的橫向?yàn)V波器*樣，都直接以信道的輸出yU）作為輸入，而反饋濾波器則以均衡器本身的判決信號(hào)a（n）（即判決器對(duì)z（n）的判決信號(hào)）作為輸入，為正交多小波變換矩陣，Q是*個(gè)NfxNf矩陣，=log：Nf為小波分解的zui大層數(shù)，則有這個(gè)濾波器的輸出被用于抵消來(lái)自前面符號(hào)的部分干擾。Qu為判決器；g為非線性估計(jì)器；c為信道沖激響應(yīng)；v（n）為信道中的加性噪聲。
同樣，在zui小梯度準(zhǔn)則下，采用常模來(lái)調(diào)整均衡器權(quán)系數(shù)，則其權(quán)系數(shù)的迭代式為中，假設(shè)CMA~DFE的前向?yàn)V波器抽頭個(gè)數(shù)為反饋濾波器抽頭個(gè)數(shù)為前向和反饋濾波器的抽頭系數(shù)向量分別為n）和b（n），且其中：e（n）如輸入做正交多小波變換。據(jù)此思想，以判決反饋結(jié)構(gòu)為例，以常數(shù)模算法為基礎(chǔ)，給出基于前饋正交多小波變換的常數(shù)模判決反饋盲均衡器結(jié)構(gòu)――后面稱(chēng)其為常規(guī)的基于前饋正交多小波變換的常模判CMA4）FE），其基本結(jié)構(gòu)如*示。
為經(jīng)正交小波變換后輸出信號(hào)向量。令T為經(jīng)正交多小波變換后的輸出遞歸向量。
同樣，在zui小梯度準(zhǔn)則下，以常數(shù)模算法作為自適應(yīng)算法，則其權(quán)系數(shù)迭代式為（n）表示對(duì)，（n）平均功率估計(jì)，可由進(jìn)行歸*化正交多小波變換，而反饋濾波器輸入信號(hào)（判決器的輸出）是經(jīng)過(guò)去除噪聲后的信號(hào)，此信號(hào)基本上接近原發(fā)射有用信號(hào)，因此FMWT-MA-DFE實(shí)質(zhì)只是對(duì)信號(hào)做正交多小波變換。中，DMWT-MA-DFE在對(duì)前向和反饋濾波器的（a）表明，DMWT~CMA-）FE的收斂是zui快的，且比CMA-）FE約快步，比FMWT-CMA-）FE約快7000步，而穩(wěn)態(tài)均方誤差與MWT-CMA-）FE、FMWT-CMA-）FE基本*致，比CMA-）FE穩(wěn)態(tài)均方誤差小約8dB.（b）⑴給出均衡前后信號(hào)的星座圖，由圖可知，DMWT-CMA-）FE均衡后信號(hào)的眼圖睜開(kāi)更加緊湊、清新，且消除了相位旋轉(zhuǎn)。
3.2時(shí)變信道仿真為了構(gòu)造*條時(shí)變信道，在此采用將兩條信道進(jìn)行組合的方法來(lái)模擬*條時(shí)變信道。在迭代起始階段，將其通過(guò)信道信道參數(shù)為當(dāng)?shù)?0000次時(shí)，信道發(fā)生突變，信道改為c2，信道參數(shù)變?yōu)槠渌抡鎱?shù)設(shè)置如表3*示。200次蒙特卡諾仿真結(jié)果如*示。
表3仿真參數(shù)算法仿真步長(zhǎng)初始化權(quán)值前向?yàn)V波器反饋濾波器前向?yàn)V波器反饋濾波器第1個(gè)第16個(gè)抽頭初始化值為1迭代次敗x均方誤差曲線由可知，當(dāng)信道發(fā)生突變時(shí)，由于信道的突變，MSE在迭代到10000次時(shí)突然變大，并使均衡器重新收斂，這表明算法對(duì)信道的突變能力能夠及時(shí)跟蹤。而且與FMWT~CMA-DFE、MWT-MA-DFE和CMA-DFE相比，DMWT-CMA-DFE具有更快的跟蹤時(shí)變信道的能力。（上接第281頁(yè)）111邵立松，張鶴穎，竇文華?；诖翱诘亩说蕉藫砣刂疲壕W(wǎng)絡(luò)穩(wěn)定4結(jié)束語(yǔ)現(xiàn)有的基于正交小波變換自適應(yīng)均衡器在設(shè)計(jì)時(shí)均是將正交小波變換放置在均衡器（前向?yàn)V波器）之前，以起到加快算法收斂的目的。針對(duì)此問(wèn)題，本文以常模判決反饋均衡器為例，根據(jù)小波變換位置不同，提出了三個(gè)正交多小波變換常模判決反饋盲均衡器，即MWT-CMA-）FE、FMWT-CMA-）FE和DMWT-CAM-）FE，分析了各種均衡器的計(jì)算復(fù)雜度。zui后，用水聲信道對(duì)三個(gè)均衡器性能進(jìn)行了仿真，并從收斂速度、眼圖和跟蹤時(shí)變信道的能力三個(gè)方面對(duì)各種均衡器的性能做了比和FMWT~CMA-DFE相比，DMWT~CAM4）FE具有更快的收斂速度和跟蹤時(shí)變信道的能力，且均衡后的眼圖沒(méi)有相位旋轉(zhuǎn)。
